行波进位/超前进位加法器详解

david 2021-12-24 09:00:21 6374

行波进位加法器是串行执行的,其高位的运算要依赖低位的进位,所以当输入数据的位数较多时,会形成很大的延迟并可能成为芯片的关键路径。

采用超前进位加法器(也叫先行进位加法器)可以有效减小这种延迟。下面介绍超前进位加法器的设计原理。设二进制加法器第i位为Ai,Bi,输出为Si,进位输入为Ci,进位输出为C(i+1),则有:

Si=Ai⊕Bi⊕Ci;

C(i+1)=Ai*Bi+Ai*Ci+Bi*Ci=Ai*Bi+(Ai+Bi)*Ci;

令:Gi=Ai*Bi, Pi=Ai+Bi;

则有:

C(i+1)=Gi+Pi*Ci;

当 Ai 和 Bi 都为1时,Gi=1,产生进位C(i+1)=1;

当 Ai 和 Bi 有一个为1时,Pi=1,传递进位C(i+1)=Ci;

说明:“*”表示与逻辑、“+”表示或逻辑、“⊕”表示异或逻辑。将Gi定义为进位产生信号,Pi定义为进位传递信号,Gi的优先级比Pi高。当Gi=1时,此时也有 Pi=1,无条件的产生进位,不管Ci是多少;当Gi=0而Pi=1时,进位输出为Ci,跟Ci之前的逻辑有关;- 4bits超前进位加法器设计

设4位加数和被加数为A和B,进位输入为C_in,进位输出为C_out,对于第i位的进位产生Gi=Ai*Bi,进位传递Pi=Ai+Bi,i=0,1,2,3。于是各级进位输出,递归的展开Ci,有:C0=Cin;C1=G0+P0·C0;C2=G1+P1·C1=G1+P1·(G0+P0·C0) = G1+P1·G0+P1·P0·C0;C3=G2+P2·C2=G2+P2·G1+P2·P1·G0+P2·P1·P0·C0;C4=G3+P3·C3=G3+P3·G2+P3·P2·G1+P3·P2·P1·G0+P3·P2·P1·P0·C0;Cout=C4;
由此可以看出,各级进位并行产生、彼此独立,只与输入数据Ai、Bi和C_in有关,减小了串行进位产生的延迟。该电路的运算核心是超前进位部件(Carry Lookahead Unit),也称为CLA部件。

C0=Cin;C1=G0+P0·C0;C2=G1+P1·C1=G1+P1·(G0+P0·C0) = G1+P1·G0+P1·P0·C0;C3=G2+P2·C2=G2+P2·G1+P2·P1·G0+P2·P1·P0·C0;C4=G3+P3·C3=G3+P3·G2+P3·P2·G1+P3·P2·P1·G0+P3·P2·P1·P0·C0;Cout=C4;
可以得到4bits超前进位加法器的CLA的等效Gm、Pm值:令C4=Gm+Pm·Cin,又因为:C4=G3+P3·C3=G3+P3·G2+P3·P2·G1+P3·P2·P1·G0+P3·P2·P1·P0·C0;Gm=G3+P3·G2+P3·P2·G1+P3·P2·P1·G0;Pm=P3·P2·P1·P0;以此类推,我们可以发现规律,2bit超前进位加法G、P值计算可以类推到4bit超前进位加法,4bit超前进位加法G、P值计算可以类推到16bit超前进位加法。比如2bit超前进位加法:

令C2=Gm+Pm·Cin,又因为:C2=G1+P1·C1=G1+P1·(G0+P0·C0) = G1+P1·G0+P1·P0·C0;Gm=G1+P1·G0;Pm=P1·P0;发现什么了吗?由2bit超前进位加法的G、P值计算可以类推到4bit超前进位加法:

即,高2bit的G、P值和低2bit的G、P值计算分别如下:Gh=G3+P3·G2;Ph=P3·P2;Gl=G1+P1·G0;Pl=P1·P0;那么4bit超前进位加法的G、P值可类推出:G=Gh+Ph·Gl=(G3+P3·G2)+P3·P2(G1+P1·G0)=G3+P3·G2+P3·P2·G1+P3·P2·P1·G0;P=Ph·Pl=P3·P2·P1·P0;显然与上文的计算结果一致,因此由2bit超前进位加法的G、P值计算可以类推到4bit超前进位加法。同样,由4bit超前进位加法的G、P值计算可以类推到16bit超前进位加法。

4bits超前进位加法器的CLA的参考逻辑设计如下:

那么16bits的超前进位加法器如何设计?可以采用4个超前进位加法器级联的办法,缺点是该方法是超前进位+行波进位的组合设计,进位逻辑并不是最快的,因为可以采用上文提到的由4bit超前进位加法的G、P值计算可以类推到16bit超前进位加法。- 16bits超前进位加法器设计

同理,我们得到了4bits的超前进位加法器的Gm、Pm值后,可以例化4个4bits的超前进位加法器完成16bits超前进位加法器的设计,当然需要再次例化上图所示的CLA_4的模块,根据4个4bits的超前进位加法器的Gm、Pm值快速并行算出进位C16的值。

转载:全栈芯片工程师

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